MECCANICA e DINTORNI

Il modello che abbiamo brasato aveva una Vcesat di 2V con ca 30A di corrente a 25° considerando una Vge di 15V (quindi il nostro caso). Con 30A di corrente abbiamo ca 60Watt ad IGBT... 30A però è il picco e bisognerebbe capire quanto assorbiva realmente durante la maggior parte della fase di commutazione. La Vcesat comunque oscilla tra un valore tipico di 1,5V ad uno massimo di 2,2V ca.nel caso peggiore e con giunzione già calda.

Io intanto mi sto rifacendo i conti del trafo per vedere se stiamo entro la soglia di saturazione... dovremmo starci alla grande ma ricontrollo per sicurezza.

Con 120 A sul secondario, il rapporto spire direbbe una corrente primaria di 35 A, come già calcolato. Sono 70w circa, da moltiplicare per il duty cicle in quel momento (circa 25% secondo raban) quindi sono circa 17W ovviamente per ogni IGBT. Anche andando al 50% si arriverebbe a 35 W per IGBT, non tantissimo, specialmente per quel mastodontico dissipatore che avete sapientemente adottato.

Torno a considerare che per me andrebbe almeno triplicata la portata in corrente della primary. Poi quello che non mi torna proprio è il duty cicle di lavoro sulle prove di raban... Ma l'ha misurata o no la tensione sul secondario durante le prove? Io il carico resistivo glielo ho fatto fare per avere dei dati... se sbraga una primary e non misura nulla siamo daccapo...

PS: se il trasformatore satura la primary scoppia anche a vuoto (con DC massimo). In questa configurazione il flusso di lavoro dipende solo dalla tensione efficace, come in un normale trasformatore per bassa frequenza.

misure ne ho fatte , i numeri li ha il McMax , io non ho le conoscenze per interpretarli

Beh, pubblicali... non farci soffrire...

Servono:
Corrente secondaria (l'hai messa)
Tensione secondaria (sul carico)
Tensione bus primario
Duty cicle di lavoro (te l'ho detto mi pare troppo... c'è qualcosa che non va)
Schermate oscilloscopio ai capi di ogni mezzo ponte
Schermata oscilloscopio tensione di bus.

Almeno queste misure servirebbero

Negativo Bit... le schermate dell'oscilloscopio non ci sono. Io le ho viste via skype sullo schermo dell'iphone ma capirai bene che misurare il duty cycle in quelle condizioni per me era impossibile.
C'è anche una cosina da sistemare sul sensore id corrente. Io avevo previsto lo spazio per una RC in uscita dall'opamp che amplifica il sensore ma non avevo montato nulla in attesa delle prove. La misura sull'uscita in tensione della scheda sensore evidenzia la necessità di un piccolo filtro per togliere un po di spike sul sensore in commutazione. A tal proposito ti volevo chiedere un suggerimento sulla frequenza di taglio che mi consigli di adottare per il passabasso con RC. Il ripple sul sensore è a 80Khz (40Khz del trasformatore raddrizzati con FBR) ed evidenzia degli spike in prossimità delle commutazioni ad on del PWM... Al di la di questi spike il segnale è abbastanza stabile ed è più o meno ciò che mi aspettavo. Io pensavo di tagliare sui 20Khz, che ne dici ? Non vorrei rallentare troppo il loop di controllo ma non vorrei nemmeno lasciare troppo alta la frequenza di taglio perchè vorrei meno sbalzi possibili dul DC....

La tensione sul bus è sempre compresa tra i 310 e i 315V in funzione della rete. Sulla Vbus va considerato ovviamente il ripple di rete a 100Hz con 4000uF di carico capacitivo quindi a 20A vale 50V (16%) ed a 30A 75V(24%). Il ripple non è bassissimo ma lo ritengo comunque accettabile considerato le potenze in gioco ed il fatto che 4000uF di carico capacitivo a quella tensione sono già troppo ingombranti

La tensione sul carico l'abbiamo misurata se non ricordo male con 50A di corrente durante la prima prova (Raban correggimi se sbaglio) ed era perfettamente in linea con quanto avevamo impostato considerando che il carico era puramente resistivo e di valore noto..... Cioè, se non ricordo male, avevamo 5V sul carico con 50A impostati.... ed il carico era da 0,1ohm.....Questo lo interpreto come segnale di regolazione funzionante.

Le schermate dell'oscilloscopio ai capi di ogni mezzo ponte non le abbiamo potute prendere visto che Raban ha lasciato collegata la terra dell'oscilloscopio e quando ha acceso gli è ovviamente saltato il differenziale
Abbiamo preso le schermate sull'uscita del trasformatore ed il ringing mi sembrava nella norma; niente di esagerato. Però, per verificare che gli snubber funzionino a dovere concordo sul fatto che dovremmo prendere il segnale sul primario e dare un occhiata anche al ringing sui gate. Lo farò io appena mi arrivano i Mosfet che ho ordinato.

Una cosa sulla saturazione. Tu dici che se satura lo fa anche senza carico..... perchè ? La resistenza del primario in assenza di carico è virtualmente altissima quindi non essendoci circolazione di corrente non dovrebbe nemmeno esserci saturazione... o sbaglio ?
Per quel poco che so sui magnetici (mi piacerebbe studiarmeli bene porca miseriaccia ma non ho mai tempo !!!) la saturazione avviene quando l'energia che voglio trasferire è più di quella che mi magnetizza il core facendomi superare la soglia di saturazione.... ma se non ho energia non avrò mai neanche saturazione. Sbaglio qualcosa ?

Altra domanda sul magnetico. Allora io so che più spire metto sul primario più alzo la soglia di saturazione (aumento l'induttanza quindi....) ma se non avessi più spazio sul core e per aumentare il rapporto spire TOGLIESSI delle spire sul secondario al posto che aggiungerne sul primario, a cosa vado incontro ? L'induttanza sul secondario influisce anche su quella del primario variandone la soglia di saturazione oppure è un parametro completamente svincolato ?

Ottimo dubbio... tutto dipende dalla velocità della regolazione di corrente. Un passa basso aggiunge un polo che può comportare instabilità nella regolazione, se si trova vicino (come frequenza) ai poli del regolatore stesso... puoi solo fare delle prove, ovviamente sempre con carico resistivo (non occorre andare su di corrente, la stabilità dovrebbe essere sempre quella) e vedere come si comporta.
Se con il filtro non si riesce a ottenere un buon compromesso tra abbattimento degli spike e stabilità escogiteremo qualche altra cosa (sample and hold sincronizzato con il pwm?), ma non fasciamoci la testa prima di avercela rotta... prima prova con il filtro RC.



Mmm... mi da da pensare... come interpreti il fatto che con un DC del 25+25% raban aveva sul carico una corrente di 120A, quindi una tensione di 12V, mentre a conti fatti la tensione dovrebbe essere stata di 310/3.4=45V? Ok sul ripple in ingresso e su un po' di perdite, ma qui la differenza è troppa...



In assenza di carico il trasformatore assorbirà la corrente magnetizzante, cioè quella corrente che genererà un flusso concatenato, che a sua volta indurrà nell'avvolgimento una tensione esattamente uguale e opposta a quella che abbiamo applicato ai capi del trasformatore stesso.
Poichè il flusso concatenato dipende solo dalla tensione applicata, con poche spire otterremo un flusso elevato (flusso concatenato= flusso x numero di spire), con rischio di saturazione.

Da vuoto a carico il flusso concatenato non cambia, poichè non cambia la tensione applicata (tutti ragionamenti fatti a DC costante, e pari al massimo che è il peggior caso). Si ha però una corrente secondaria dovuta al carico, che di per se interferirebbe con il flusso generato. Ma poichè il flusso deve rimanere costante, questo può accadere solo se al primario viene richiamata una corrente (corrente di reazione primaria) che compensi l'effetto della corrente secondaria. Gli effetti delle due correnti sul flusso si annullano, e il flusso rimane quello generato dalla corrente di magnetizzazione.

Considerare la corrente di lavoro a carico per il calcolo del flusso magnetizzante (e quindi dell'induzione) è sbagliato. L'elevato valore della corrente imporrebbe di per se l'utilizzo di un nucleo enorme, e di un enorme numero di spire. Le correnti di lavoro primaria e secondaria di bilanciano tra loro, e va considerata solo la corrente magnetizzante. In pratica ti basta calcolare l'induttanza primaria a vuoto (secondario aperto) e valutare la corrente magnetizzante con la tensione applicata (nel caso peggiore, cioè con DC massimo). Poichè hai già montato il trasformatore, puoi più semplicemente effettuare delle misure, osservando la corrente nel primario a vuoto alla massima tensione. Tutto ok?

[quote]Altra domanda sul magnetico. Allora io so che più spire metto sul primario più alzo la soglia di saturazione (aumento l'induttanza quindi....) ma se non avessi più spazio sul core e per aumentare il rapporto spire TOGLIESSI delle spire sul secondario al posto che aggiungerne sul primario, a cosa vado incontro ? L'induttanza sul secondario influisce anche su quella del primario variandone la soglia di saturazione oppure è un parametro completamente svincolato ?
[quote]

Se lasci invariato il numero di spire primario lasci invariata anche la corrente magnetizzante e quindi non cambia nulla, hai solo abbassato la tensione secondaria, e di conseguenza, la corrente di reazione primaria quando il trasformatore sarà caricato.
L'induttanza secondaria non influisce sul comportamente del trasformatore, solo sul comportamento del carico. Ovviamente sul primario ti ritroverai una corrente di reazione che rispecchia esattamente quella secondaria, ma questo non influisce sulla magnetizzazione.

Se abbassi solamente il numero di spire secondario, senza cambiare altro, otterrai un trasformatore non ottimizzato, poichè avrai spazio libero nel rocchetto, ma la modifica non sarà peggiorativa. Hai meno tensione sul secondario, e meno corrente sul primario, tutto qua.

scusa ma, avendo un alimentatore regolato in corrente su un carico resistivo risulta ovvio che la tensione sul carico sia imposta dalla corrente che lo attraversa. Se leggessi una caduta di tensione di 45V sulla resistenza da 0,1ohm vorrebbe dire che li ci stanno passando 450A, non 120 ! L'induttanza sta facendo il suo lavoro, filtrare il ripple di corrente; che su un carico resistivo vuol dire anche agire su quello di tensione. Non focalizzarti sul 25% DC che ha riportato Raban; non lo abbiamo misurato lo abbiamo solo visto sull'oscilloscopio ed approssimato.; poteva essere pure meno anche se io sono il meno indicato a dirlo visto che lo osservavo dal display dell'iphone.... si ok è un iphone4 quindi il display è spaziale ma era comunque lontano e non vedevo nemmeno la griglia dell'oscilloscopio !

Dobbiamo rimettere in piedi la scheda alla svelta e fare altre misure. Mi costruirò anch'io il flusso e punterò la telecamera in registrazione direttamente sullo schermo dell'oscilloscopio commentando il tutto. Così avremo dati freschi su cui ragionare.



Ma quindi non ci sono limiti imposti dall'accoppiamento induttivo del secondario ? Cioè, mi stai dicendo che paradossalmente potrei lasciare anche una sola spira sul secondario e, indipendentemente dalla frequenza di lavoro (che qui è 40Khz) non avrei alcun problema di accoppiamento di flusso ?

corretti 5 v a 50 A
Sono abbastanza certo che il duty cycle a 120 A era al 25 %

Semmai il contrario, ovvero con molte spire.


Il flusso generato dall'induttore è proporzionale a N^2*I.

A parità di tensione, assumendo un conduttore di pari sezione, la corrente decrescerà linearmente col numero di spire (ovvero con la lunghezza del conduttore), quindi il flusso risulta proporzionale a N*V.

Se il duty cicle è approssimato (e di molto) te lo concedo, ma il fatto che il sistema sia regolato in corrente, e che quindi la tensione sul carico sia determinata dal carico stesso, non è influente. A parte che raban dovrebbe (se ha fatto come d'accordo) aver fatto le prove ad anello aperto, visto che sul carico resistivo l'anello di corrente avrebbe solo potuto dare problemi, la tensione sul carico sarà sempre proporzionale al DC, perdite permettendo. Un DC così elevato non rispecchia la realte tensione sul carico. L'induttanza filtra il ripple, e lo deve fare, ma non influisce sulla tensione (media) sul carico, che deve essere Vbus x DC / rapporto spire. Ripeto, non mi torna. Ma aspetto le prossime prove.



Perchè dovresti aver problemi di accoppiamento di flusso? Avrai un rapporto spire differente...
Ma chiariamo, cosa intendo per accoppiamento di flusso? Normalmente si intende esprimerlo come quella percentuale di flusso generato dal primario che riesce a concatenarsi anche con il secondario. Al di là di un po' di flusso disperso (quello indotto in aria che non passa nel nucleo) l'accoppiamento è quasi sempre vicino al 100%, almeno nei nuclei chiusi.



Perdonami l'espressione scherzosa, ma per un errore del genere il mio vecchio professore di elettrotecnica ti avrebbe messo una rondine (un 1) sul registro.
A parita di tensione il flusso concatenato rimarrà costante, quindi il flusso effettivo è inversamente proporzionale a numero di spire.

Cerchiamo di fare un po' di chiarezza...
Consideriamo solo il nucleo magnetico e l'avvolgimento primario (il secondario lo metteremo dopo). Ipotizziamo nulla la resistenza dell'avvolgimento, e nulla l'induttanza dispersa (le predite non ci interessano, comunque sono bassa) Per la permeabilità magnetica del nucleo consideriamo invece un valore finito (qui i casi ideali ci complicano la vita).
Alimentiamo il nostro avvolgimento (una induttanza a tutti gli effetti) con una corrente costante. Il flusso che si genera nel nucleo è proporzionale alla corrente stessa, al numero di spire (attenzione, siamo in regime di corrente costante, non di tensione!!!), e alla permeabilità magnetica del nucleo stesso. Omettiamo per semplicità le considerazioni dovute alle dimensioni del nucleo...
Ci troviamo quindi in questa situazione:

flusso = corrente x numero di spire x K

dove K tiene conto della permeabilità magnetica del nucleo e delle sue dimensioni.
Ora sappiamo che la tensione ai capi di una induttanza si esprime come:

tensione indotta = d (flusso) / dt x numero spire
oppure:

tensione indotta = d (flusso concatenato) / dt

dove:

flusso concatenato = flusso x numero di spire.

Il che è ovvio, poichè poche spire e flusso grande hanno lo stesso effetto di tante spire e flusso piccolo.

L'induttanza, per definizione, si esprime come il rapporto tra il flusso concatenato e la corrente che l'ha generato. Quindi:

induttanza = flusso concatenato / corrente
= flusso x numero di spire / corrente
= numero di spire^2 x K

e la tensione indutta si può esprimere anche come:

tensione indotta = d (flusso) / dt x numero spire
= d (corrente) / dt x numero di spire^2 x K
= d (corrente) / dt x induttanza

L'ultima relazione è in sostanza la legge che regola il rapporto tra tensione e corrente in una induttanza.

Poichè nel caso di un trasformatore solitamente di ha una alimentazione a tensione costante, si dovrà avere in tutti i casi un flusso concatenato costante.
Dalle prime due si ricavano le leggi che ci interessano:

flusso = integrale (tensione indotta) x dt / numero di spire
corrente = integrale (tensione indotta) x dt / (numero spire^2 x K)

Il flusso sarà quindi inversamente proporzionale al numero di spire, e la corrente inversamente proporzionale al quadrato del numero di spire.

Adesso torniamo al progetto. Ieri sono riuscito a fare alcune prove su una saldatrice a TIG, per vedere che tensione di lavoro si riscontra nei vari casi. Prove effettuate a 50A e a 100A, con saldatura a TIG e a elettrodo.

Con una normale distanza di lavoro tra elettrodo e pezzo in tutti i casi la tensione resta compresa in un range abbastanza ristretto, tra i 18 e i 25 V. La corrente quindi influisce poco, e nemmeno il tipo di saldatura influisce (ho riscontrato valori simili sia durante la saldatura a elettrodo che a TIG).
Sulla tensione di lavoro influisce invece (ovviamente) la lunghezza dell'arco. Allontanando esageratamene la torcia (o l'elettrodo) dal pezzo si arriva anche a 60 V di tensione di arco prima dello spengimento (a 100A... con correnti minori l'arco si spenge prima). Si tratta di casi estremi, non utilizzati in pratica... ero a oltre 10 mm di distanza dal pezzo, l'arco era ormai una fiaccola.

A vuoto ho riscontrato unaa tensione di 106 V, con una interessante funzione: dopo una ventina di secondi dal termine della saldatura la tensione a vuoto scendeva a circa 6V (a elettrodo ovviamente, a TIG si disattiva lasciando il pulsante). Evidentemente chi ha progettato la macchina ha previsto questa funzione per non lasciare tensioni pericolose sulla pinza al momento del cambio elettrodo.

Ho fatto giusto ora un paio di prove anche con la mia piccolina inverter casalinga, sempre a 50 e a 100A.
La tensione di arco è sempre compresa tra 17 e 24-25 V nella normale saldatura, e allontanando l'elettrodo la tensione aumenta fino a 30-32 V, poi l'arco si spenge. La tensione a vuoto è però di soli 60V. Tra le due macchine sembra quindi che la differenza sia solo quella di riuscire o meno a mantenere l'arco su distanze elevate (cavolo... che conclusione ovvia!!!).

Comunque anche sulla piccolina inverter casalinga mi è capitato di provare la torcia TIG (partendo a struscio) senza problemi di arco.

Con tensioni a vuoto maggiori si mantengono archi più lunghi, è da vedere se servono. Con macchine professionali (e alimentazioni generose) si possono fare tensioni alte, con macchine che devono funzionare con i 3 KW casalinghi credo sia chiedere un po' troppo.

Valutate voi... certo che se volete fare un prodotto di fascia medio-alta, è pensabile quantomeno passare all'alimentazione trifase.
Io ridimensionerei i dati di progetto, per adeguarmi ai 3 KW monofase. 60 V a vuoto, 30 V a piena corrente, corrente massima 150 A (4.5 KW di picco). Sopra i 30 V di uscita limitate proporzionalmente la corrente.

Perdonami la franchezza, ma il tuo professore di elettrotecnica forse non conosceva la differenza tra CAMPO e FLUSSO, come tu stai scrivendo.




Ma neanche per sogno, il campo magnetico all'interno del solenoide, o meglio il modulo del vettore induzione del primario è corrente x numero di spire x K.

Il FLUSSO magnetico è modulo vettore induzione (B) x numero spire (N). Vista la sicurezza con cui affermi, mi sorge il dubbio che il tuo docente chiamasse FLUSSO il VETTORE INDUZIONE e FLUSSO CONCATENATO il FLUSSO.




Di nuovo, sostituire la parola campo a flusso.


Se parliamo di cose diverse, dandogli lo stesso nome, non possiamo certo capirci

Dunque bit credo che la prossima prova sara' fatta usando 3 mosfet per ramo , il McMax ha ordinato gli irfp460 che tirano almeno 20 A , io ho ordinato roba da 40 A , montandone 3 quindi dovremmo metterci dalla parte della ragione anche senza ridurre il numero di spire al secondario .
Comunque ridurremo anche il numero di spire di una o due prima di effettuare le prove .
Abbiamo anche un'altra alternativa che e' quella di abbassare la soglia di overvoltage che per ora non abbiamo nemmeno utilizzato .
Non abbiamo fatto prove a loop aperto perche' abbiamo visto che la retroazione funzionava piuttosto bene , il duty cycle variava solo di qualche punto percentuale

Bene bene abbiamo un po di misure..... meno male !!

Piccola parentesi:
è da qualche giorno che la mia lettura serale (e non solo ) sono alcune dispense scaricate dal sito TI (UNITRODE MAGNETIC DESIGN HANDBOOK ==> http://www.ti.com/lit/ml/slup123/slup123.pdf per chi fosse interessato a dare una sbirciatina) ed ero quasi arrivato al punto di iniziare a capirci qualcosa quando ecco che arrivano Bit e La Morte Nera ad incasinarmi le idee di nuovo

Bit, alla luce delle misure che hai effettuato sulla TIG ieri ti ripropongo la stessa domanda che ti avevo fatto qualche messaggio fa: perchè avere una tensione a vuoto di 106V (questa è davvero esagerata!) per poi averne una in saldatura compresa tra 18 e 25V ??? Quale può essere la ragione di tale differenza ? e soprattutto come diavolo fanno a mantenere un rapporto spire così basso ed un primario di dimensioni contenute ???